[問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限大??

[bboobb (真累...)]

微波的課本都說,當Zin和Zs匹配(power matching)時有最大的Gt(轉換增益)

但小弟我有個疑問.....

電晶體放大的是電壓(Vgs),而不是放大power

為何不讓Zin為無窮大最好?這樣分壓可以讓Vgs最大耶....這樣gain不是比較大嗎?

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另一個問題是...

Pozar課本上說Gt(transducer power gain)是最常用來做gaing的定義
因為有考慮沒有matching的狀況(p.541上方)

但Gt不就是前提要matching嗎?

為何不用G(power gain)???感覺G才是一般的公式耶(11.8式)


兩個問題,先說稱謝謝囉.....

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◆ From: 140.122.239.26
※ bboobb:轉錄至看板 Electronics                                   06/15 17:43
→ kevein:最大功率轉移Rth要跟RL一樣大.至於為什麼是
→ kevein:50 Ohm那只是大家所公定的一個值,所以只要
→ kevein:兩個阻抗為 1:1 就算是匹配了
→ bboobb:第二句我懂...但我的問題是，如果Vgs愈大
→ bboobb:Vout=GmVgsRout應該就愈大呀
→ kevein:Zin無窮大是電壓放大
→ bboobb:如果輸入電阻是無限大，那從電源得到的分壓
→ kevein:Zin=0 是電流放大
→ bboobb:MOSFET電晶體的操作，的確是將電壓放大呀
→ kevein:Zth=Zin 是功率放大
→ bboobb:輸出的電壓愈大，Load得到的功率愈大不是嗎
→ kevein:所以看你要放大的是什麼,就選擇哪種Zin
→ bboobb:這樣功率轉移就很大呀
→ kevein:想要放大功率,要同時放大電壓與電流
→ kevein:Vout有Vcc的限制在Iout則沒有
推 Williamette:P=I*V Zin無窮大 I=0 這樣哪裡大
→ bboobb:mos放大訊號本來就不管I了呀
→ bboobb:G端輸入的電流本來就是零了
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作者: kevein (gisan) 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Sun Jun 15 21:28:26 2008

※ 引述《bboobb (真累...)》之銘言：

在MOS的放大中

由於MOS的G端是SiO2的絕緣層幾乎不會有電流流過

故Iin約等於零,Zin和信號訊的Rs相比可視為無窮大

所以訊號幾乎全壓降在Zin

又由於Iin=0 所以Pin=0

所以我們放大的只有電壓訊號

Pozar所講的是無線傳輸的功率

是訊號經由PA放大後所得的電壓電流訊號相乘所得的功率

在經天線打出的信號功率越大訊號可傳越遠


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◆ From: 61.217.227.41
※ 編輯: kevein          來自: 61.217.227.41        (06/15 21:38)

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作者: bboobb (真累...) 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Sun Jun 15 21:59:30 2008

※ 引述《kevein (gisan)》之銘言：
: ※ 引述《bboobb (真累...)》之銘言：
: 在MOS的放大中
: 由於MOS的G端是SiO2的絕緣層幾乎不會有電流流過
: 故Iin約等於零,Zin和信號訊的Rs相比可視為無窮大
: 所以訊號幾乎全壓降在Zin
: 又由於Iin=0 所以Pin=0
: 所以我們放大的只有電壓訊號
: Pozar所講的是無線傳輸的功率
: 是訊號經由PA放大後所得的電壓電流訊號相乘所得的功率
: 在經天線打出的信號功率越大訊號可傳越遠

我的問題很簡單....

訊號源(振幅Vo內阻50) => 電晶體 => 負載(50)

就是要怎樣才能讓負載得到最大的訊號power？

我的答案是是，電晶體的Zin = ∞ ，這樣後面產生的訊號電流就是GmVo

如果Zin是50，那後面產生的訊號電流就是Gm Vo/2

為什麼不選Zin = ∞呢？



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◆ From: 140.122.239.19
推 jeroger:我的答案也很簡單:那電流呢?
→ kevein:MOS Zin=∞ Iin=0
→ bboobb:輸入本來就不管電流了呀
→ kevein:Rs=50 Zin=50傳輸線匹配最大功率轉移
→ bboobb:輸入是50有最大功率轉移這我懂
→ bboobb:但MOS放大的是輸入電壓而不是功率呀
→ kevein:一般來說,射頻放大器會有傳輸線效應,需做
→ kevein:匹配
→ kevein:所以你Zin=Z0=50 為的是得到最大功率
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作者: bboobb (真累...) 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Sun Jun 15 22:38:34 2008

→ kevein:一般來說,射頻放大器會有傳輸線效應,需做     61.217.227.41 06/15 22:21
→ kevein:匹配                                       61.217.227.41 06/15 22:22

Kevein大,我終於等到這個答案了....

接下來才是我真正的問題...

實際上完整的電路如下(見Pozar fig11.2)

訊號源  _______________  輸入  __電晶體__  輸出  ______________ 負載
內阻50     傳輸線      匹配網路  放大器  匹配網路    傳輸線     50Ω
                      A       B  C

因為訊號源必須經傳輸線把訊號往右傳而不希望反射，
所以會配一個輸入匹配網路，讓A點向右看的電阻是50

然後我的問題是..

輸入匹配網路和電晶體都是做在一個IC裡面，所以BC之間之間應該是沒有傳輸線效應的

所以我認為，讓C點往右看的電阻為∞就好啦

為何BC間還需要匹配？？

也就是γin 和 γs 匹配 (11.36a)

麻煩各位高手了....


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◆ From: 140.122.239.19
推 cpt:是可以啊 但功率接近零 瞬間被雜訊淹沒 XD
→ bboobb:功率是零，但是電壓很大呀，後面照樣會放大
→ bboobb:GmVgs
→ cpt:就算沒有雜訊 那麼大的Zin隨製程變動會極大
→ cpt:還不如wel defined moderate impedance
→ cpt:*well
推 pow:有什麼輸入匹配網路可以把50轉成∞的？
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作者: cpt (Obstacle 1) 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Sun Jun 15 22:56:37 2008

※ 引述《bboobb (真累...)》之銘言：
: → kevein:一般來說,射頻放大器會有傳輸線效應,需做     61.217.227.41 06/15 22:21
: → kevein:匹配                                       61.217.227.41 06/15 22:22
: Kevein大,我終於等到這個答案了....
: 接下來才是我真正的問題...
: 實際上完整的電路如下(見Pozar fig11.2)
: 訊號源  _______________  輸入  __電晶體__  輸出  ______________ 負載
: 內阻50     傳輸線      匹配網路  放大器  匹配網路    傳輸線     50Ω
:                       A       B  C
: 因為訊號源必須經傳輸線把訊號往右傳而不希望反射，
: 所以會配一個輸入匹配網路，讓A點向右看的電阻是50
: 然後我的問題是..
: 輸入匹配網路和電晶體都是做在一個IC裡面，所以BC之間之間應該是沒有傳輸線效應的
: 所以我認為，讓C點往右看的電阻為∞就好啦
: 為何BC間還需要匹配？？
: 也就是γin 和 γs 匹配 (11.36a)
: 麻煩各位高手了....

這問題其實並不 trivial, 研究的過程可以弄懂很多事情

從 RF 的角度來看, 放大器的應用不外乎 LNA 和 PA
前者的 matching 是為了 minimize noise
後者則是 maximize power
在這兩個劇本底下, C點往 input 看到的最佳阻抗通常都不會是 50Ohm
更不可能是無限大

Vdd 通常都是捉襟見肘, 信號的電壓都不會比 Vdd 小太多
額外的 voltage gain 並沒有太大意義, 只會讓輸出馬上飽和
而且因此犧牲的 power gain, 會讓信號死得更快


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◆ From: 67.186.57.226

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作者: kevein (gisan) 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Sun Jun 15 22:58:05 2008

※ 引述《bboobb (真累...)》之銘言：
: → kevein:一般來說,射頻放大器會有傳輸線效應,需做     61.217.227.41 06/15 22:21
: → kevein:匹配                                       61.217.227.41 06/15 22:22
: Kevein大,我終於等到這個答案了....

: 接下來才是我真正的問題...
: 實際上完整的電路如下(見Pozar fig11.2)
: 訊號源  _______________  輸入  __電晶體__  輸出  ______________ 負載
: 內阻50     傳輸線      匹配網路  放大器  匹配網路    傳輸線     50Ω
:                       A       B  C
: 因為訊號源必須經傳輸線把訊號往右傳而不希望反射，
: 所以會配一個輸入匹配網路，讓A點向右看的電阻是50
: 然後我的問題是..
: 輸入匹配網路和電晶體都是做在一個IC裡面，所以BC之間之間應該是沒有傳輸線效應的

以現在的頻率來看似乎還不用考慮IC內部的傳輸線效應

但我翻了一下書,他的匹配線路是做在IC外部

以使用者的角度上來看也合理

匹配網路應該做在IC外部

因為你無法預知使用者他是要做成75 Ohm 亦或是50 Ohm

: 所以我認為，讓C點往右看的電阻為∞就好啦
: 為何BC間還需要匹配？？
: 也就是γin 和 γs 匹配 (11.36a)
: 麻煩各位高手了....


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◆ From: 61.217.227.41
推 bboobb:如果匹配網路是做在外面，那我就沒問題了^^
推 sssaa:請問一下ＢＣ間的匹配如何設計?
→ sssaa:分別看s11?
→ sssaa:還有這兩點間不是50歐姆匹配可以嗎?
推 ihlin:看客戶需要啦，敝公司的匹配電路有的做片上
推 ihlin:有的做板上
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作者: nckusoon (大家加油) 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Mon Jun 16 00:35:16 2008

※ 引述《bboobb (真累...)》之銘言：
: 微波的課本都說,當Zin和Zs匹配(power matching)時有最大的Gt(轉換增益)
: 但小弟我有個疑問.....
: 電晶體放大的是電壓(Vgs),而不是放大power
: 為何不讓Zin為無窮大最好?這樣分壓可以讓Vgs最大耶....這樣gain不是比較大嗎?
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有一種case是這樣的,
電晶體由gate端看進去, Zin = 1/sC,
當頻率高到一個程度, |Zin|反而比50歐姆小,
Voltage gain大量下降,
這時後若在前面加上matching網路(ex:50歐姆),
同樣這個頻率, 新的Zin反而可以得到較穩定的voltage gain,
也就是可以有bandwidth延伸的效果,
不過, 犧牲的就是低頻的voltage gain.
看看頻寬對你的應用夠不夠用, 重不重要, 答案會不同.
或許我們可以說, 若應用頻帶不是很高,不一定要impedance matching.

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◆ From: 118.171.152.153

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作者: ihlin () 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Mon Jun 16 01:58:35 2008

※ 引述《bboobb (真累...)》之銘言：
43
: 接下來才是我真正的問題...
: 實際上完整的電路如下(見Pozar fig11.2)
: 訊號源  _______________  輸入  __電晶體__  輸出  ______________ 負載
: 內阻50     傳輸線      匹配網路  放大器  匹配網路    傳輸線     50Ω
:                       A       B  C
: 因為訊號源必須經傳輸線把訊號往右傳而不希望反射，
: 所以會配一個輸入匹配網路，讓A點向右看的電阻是50
: 然後我的問題是..
: 輸入匹配網路和電晶體都是做在一個IC裡面，所以BC之間之間應該是沒有傳輸線效應的
: 所以我認為，讓C點往右看的電阻為∞就好啦
: 為何BC間還需要匹配？？
: 也就是γin 和 γs 匹配 (11.36a)
: 麻煩各位高手了....
  如果你的設計頻率很低，那根本不需要做匹配，直接用電壓去計算就好。
  板子上大概不會有什麼傳輸線的問題，而且你的天線也不見得是50ohm
  你的訊號源看到的就會是很大的輸入阻抗

  在高頻下，往C點看進去的阻抗一定不是∞，假設稱作γc
  當你設計好一個matching network把γc轉換成50ohm的時候，
  這個matching network會自動讓BC間變成共軛匹配
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◆ From: 76.199.137.119
※ 編輯: ihlin           來自: 76.199.137.119       (06/16 02:02)
推 sssaa:謝謝　了解了　　不過抱歉再問一下
→ sssaa:matching network會自動讓BC間變成共軛匹配
→ sssaa:這有哪本書有解釋到嗎?
→ sssaa:還有我ＢＣ間放個dc block對匹配會有影響嗎?
推 ONITSUKA:I大說的正確..因為傳送最大power的IMN只
→ ONITSUKA:存在唯一解..所以一點共軛..IMN其它點必
→ ONITSUKA:共軛..你只要假設個欲匹配到50的Zin..把
→ ONITSUKA:你設計matching至50之IMN畫在smith chart
→ ONITSUKA:上觀察IMN內部的點就知道了..不然sim看看
→ ONITSUKA:是內部也共軛也很容易知道..
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作者: sexyman (現在新歌沒好聽的) 看板: comm_and_RF
標題: Re: [問題] 為什麼輸入電阻要配成50歐姆而不是無限 …
時間: Sat Jul 12 01:30:10 2008

這個問題是很多人從電子學的觀點看電路時的通病，或者是說盲點
因為電子學許多的分析都是從DC 看電路的增益，然後再上綱至高頻
再把 pole-zero 的觀念貼上去去解釋增益與相位的變化 (bode plot, gain margin,...)

因為電壓比電流好觀察，所以絕大部分的分析都用電壓去看，反而忘了還有電流這檔事
從 MOS 閘級看進去是一個電容，阻抗是 1/sC，當你看到閘級
的電壓在變動時閘級的節點會充放電荷，就代表有電流

當講到下一級電晶體的 loading 太大，造成電壓振幅變小，原因是因為
前一級輸出的電流能力不足無法帶動下一級的閘級電壓變動

對於任何一個電路的輸出或是輸出節點，有四個參數
電流、電壓、功率、負載(或阻抗)，這四者是相互有關連的

大部分電子學的角度都從電壓與負載的觀點去看問題
而微波電路則是從功率與負載去看問題，其實是在討論同一件事
只是觀點不同，而觀點不同時，又沒注意到自己沒有留意到的另一層面(電流)
而會產生一些像負載無限大，輸出功率無限大的謬論，這物理上就是不合理的
所以一定是這樣的解釋有問題
在電子學經常會使用 V^2/R 或是 I^2R 算功率，這公式只有在直流時是完全正確的定義
在交流電時，這個 R 是什麼要先搞清楚才能這樣子代

關於 50 歐姆的阻抗還有一點要提的就是這個不能只以單純的電阻去看它
正確的解釋應為 "電壓(波)與電流(波)" 的比例關係，在電路設計時會以一個
50歐姆的電阻等效之，它是它代表的是一條無反射的一條傳輸線，在那一個節點
看到的剛好是可以用一個 50 ohm電阻取代之
而阻抗為什麼要選 50 ohm，不選其它值，這個是有歷史淵源的，不過要了解它
要把傳輸線與波導結構上完才會講到，在此就不多說了



※ 引述《ihlin ()》之銘言：
: ※ 引述《bboobb (真累...)》之銘言：
: 43
: : 接下來才是我真正的問題...
: : 實際上完整的電路如下(見Pozar fig11.2)
: : 訊號源  _______________  輸入  __電晶體__  輸出  ______________ 負載
: : 內阻50     傳輸線      匹配網路  放大器  匹配網路    傳輸線     50Ω
: :                       A       B  C
: : 因為訊號源必須經傳輸線把訊號往右傳而不希望反射，
: : 所以會配一個輸入匹配網路，讓A點向右看的電阻是50
: : 然後我的問題是..
: : 輸入匹配網路和電晶體都是做在一個IC裡面，所以BC之間之間應該是沒有傳輸線效應的
: : 所以我認為，讓C點往右看的電阻為∞就好啦
: : 為何BC間還需要匹配？？
: : 也就是γin 和 γs 匹配 (11.36a)
: : 麻煩各位高手了....
:   如果你的設計頻率很低，那根本不需要做匹配，直接用電壓去計算就好。
:   板子上大概不會有什麼傳輸線的問題，而且你的天線也不見得是50ohm
:   你的訊號源看到的就會是很大的輸入阻抗
:   在高頻下，往C點看進去的阻抗一定不是∞，假設稱作γc
:   當你設計好一個matching network把γc轉換成50ohm的時候，
:   這個matching network會自動讓BC間變成共軛匹配

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◆ From: 59.112.2.55
推 jammes:為什麼使用50歐姆阻抗，在精華區裡有資料
推 MikePetrucci:其實原PO不是在問這個
推 Maybetrue:受教